在上一篇文章中我们完成了 LM5164100V、1A 同步降压转换器模型的导入并在 LTspice 中搭建了 24V 转 12V 的降压电路。但是仿真能够运行并不等于设计已经验证完成。对于开关电源更重要的是回答下面几个问题控制器为什么在空载和满载时呈现完全不同的波形输出端看到的几毫伏纹波究竟由什么决定Type 3 纹波注入网络解决的是什么问题理想仿真结果与实际 PCB 之间还差哪些寄生参数和测试条件本文以图中的 LM5164 电路为例结合 TI 数据手册对这些问题逐一分析。本文分析对象输入电压24V目标输出电压约12V负载空载和12Ω约1A电感68μH输出电容47μF仿真标称值RON电阻100kΩType 3网络453kΩ、3.3nF及耦合电容器件型号提醒当前 LTspice 截图使用的是LM5164-Q1_TRANS模型而参考文档为普通 LM5164 数据手册。两者的核心控制原理基本一致但正式设计仍应核对模型版本、器件后缀、引脚定义和相应数据手册不能默认所有参数完全相同。一、先看清楚电路它并不是精确的12.000V输出LM5164 的 FB 基准电压典型值为1.2V。忽略纹波注入影响时输出设定值为当前电路使用因此也就是说这组电阻的名义设定值本来就不是12.000V而是约12.094V。仿真中看到的平均输出电压约为12.156V还包含 Type 3 注入纹波造成的直流调节偏差、模型参数以及器件基准误差等因素。后续分析纹波时必须将“平均输出电压偏差”和“输出电压峰峰值纹波”分开讨论。二、LM5164 的 COT 控制到底是怎样工作的LM5164 使用恒定导通时间控制即 COTConstant On-Time控制。这里的“恒定”需要正确理解在输入电压基本不变时每次正常开关脉冲的导通时间近似恒定输入电压发生变化时芯片通过输入电压前馈调整导通时间导通时间与输入电压近似成反比从而在 CCM 下保持近似固定的开关频率。LM5164 的导通时间近似为高侧 MOSFET 的一次正常开关过程可以简化为当 FB 电压下降到内部1.2V基准附近或以下并且保护逻辑、最短关断时间等条件允许时控制器触发新的高侧导通脉冲。高侧 MOSFET 按设定的 t_{ON} 导通输入端向电感传递能量。导通时间结束后高侧 MOSFET 关断低侧同步 MOSFET 为电感电流提供续流路径。控制器等待下一次 FB 比较器触发。因此“下一脉冲完全由FB决定”并不严谨。实际还受到以下机制约束最短导通时间和最短关断时间峰值和谷值电流限制睡眠模式的唤醒延迟自举电容充电要求启动和负载瞬态期间的控制逻辑。1. RON电阻决定的名义开关频率在 CCM 下LM5164 的名义开关频率近似为对于当前电路因此这套参数对应的是约300kHz而不是250kHz。高侧导通时间: 24V输入、1A负载下SW节点在约0V与23.4V之间切换实测高侧MOSFET导通时间约1.75μs。窗口中572kHz为导通时间的倒数并非转换器开关频率。开关频率测量图24V输入、1A负载稳态下使用两个游标测量SW节点相邻上升沿开关周期为3.299μs对应开关频率约303.1kHz与100kΩ RON电阻设定的约300kHz名义频率一致。三、为什么 COT 控制器需要纹波注入LM5164 的反馈比较器不仅需要知道 FB 的平均电压还需要在关断期间看到足够清晰、与电感电流同相的下降斜坡。这个斜坡必须能够压过 FB 节点上的噪声否则可能出现连续多个导通脉冲、随后长时间关断的不规则行为。对于使用低 ESR 陶瓷输出电容的设计输出端本身的 ESR 纹波可能太小不能直接为 COT 比较器提供合适的反馈斜坡因此需要额外的纹波生成网络。Type 3纹波注入网络Type 3网络通过跨接在 SW 和 VOUT 之间的 RA、CA 产生一个与电感电流近似同相的三角斜坡再通过 CB 将该交流分量耦合到 FB 节点。它的优点是不依赖输出电容的 ESR 来生成控制所需的反馈纹波可以在保证 COT 控制正常工作的同时获得较低的真实输出电压纹波适合使用低 ESR 陶瓷输出电容的场景。但它产生的是“近似三角斜坡”并不是不受寄生参数影响的完美三角波。其波形还会受到 RA CA 时间常数、耦合电容、反馈网络、开关节点边沿和 PCB 寄生参数影响。TI的典型设计思路是在典型工作条件下获得约20mV的FB注入纹波并检查最低输入电压时仍具有足够的纹波裕量。20mV是设计建议值不能简单理解为所有工况下绝对不能低于20mV。FB注入纹波波形:24V输入、1A负载下的SW节点、FB节点及电感电流波形。FB电压峰值为1.2126V谷值为1.1997V注入纹波约为12.94mV。SW关断期间FB电压与电感电流同步下降说明Type 3网络生成了与电感电流同相的反馈纹波。电感电流谷值约0.87A始终大于零证明转换器工作在CCM。四、空载下的低频锯齿DEM、跳脉冲和睡眠模式当负载电流低于 CCM 电感纹波电流的一半时电感谷值电流会降到零。为了避免电感电流反向流动LM5164 会关断低侧同步 MOSFET进入二极管仿真模式即 DEM。随着负载继续减小两个功率 MOSFET 同时关断的空闲时间越来越长有效开关频率不断下降控制器表现为脉冲跳跃当空闲时间超过约15μs后芯片进入超低静态电流睡眠模式。在睡眠模式中FB比较器和必要的偏置电路仍然监测输出状态。当 FB 下降到基准附近时芯片退出睡眠经唤醒延迟后重新发送能量脉冲。空载锯齿从哪里来空载时一组开关脉冲给输出电容补充能量使输出电压快速上升随后芯片停止开关输出电容通过反馈分压器、模型内部支路、电容漏电和其他外部支路缓慢放电直到下一次唤醒。当前反馈分压器本身消耗的电流约为如果暂时忽略其他漏电用47μF输出电容产生9mV下降所需的时间约为这与几十赫兹量级的空载重复频率是相符的。需要注意数据手册给出的10.5μA睡眠静态电流是芯片从输入端吸取的电流不能直接把它当成输出电容的放电电流。实板上也不能说“只有反馈电阻在放电”因为还会存在输出电容漏电、后级电路待机电流、PCB表面漏电和测试仪表输入电流。如下图 空载稳态下输出电压在12.0938V至12.1037V之间周期性变化峰峰值纹波约9.87mV。相邻补能事件间隔约19.04ms对应重复频率约52.51Hz。根据输出电容和下降斜坡反推的放电电流约为24.4μA与反馈分压器约24.1μA的静态电流基本一致说明空载下降过程主要由反馈分压器放电决定。如下图所示:空载条件下的单次唤醒及补能过程FB电压下降至约1.2V后控制器退出睡眠并产生一次开关脉冲。高侧MOSFET导通时SW升至输入电压附近电感电流由0上升至约0.28A随后高侧关断、低侧续流电感电流衰减至0。输出电压由约12.093V回升至12.104V。电感电流归零后两个MOSFET均关闭SW节点停止切换并浮动至接近输出电压转换器重新进入空闲和睡眠状态。五、1A负载下的波形为什么约2.6mV是合理的在输出端接入12Ω电阻后1. 先判断是否进入CCMCCM下的电感峰峰值纹波近似为代入24V输入、12V输出、300kHz和68μHDEM和CCM的边界负载电流约为当前负载为1A远高于147mA因此理论上应工作在CCM。此时电感电流大约在和之间变化谷值始终大于零。不过最终仍应通过I(L1)波形确认而不能仅凭输出电压形状判断CCM。2. 2.6mV纹波的真正来源忽略输出电容ESR和ESL时电感纹波电流对输出电容充放电产生的电压纹波近似为代入当前参数这个计算值与仿真截图中的约2.6mV高度一致。因此更准确的结论是满载时芯片进入稳定的约300kHz CCM输出低频基波纹波主要由电感纹波电流和输出电容决定约2.6mV的仿真结果与理想电容纹波公式吻合。不能将其解释成“负载越大每次充入电容的能量越少”。在相同输入电压、电感和开关频率下负载电流主要抬高电感电流的平均值而电感峰峰值纹波并不会因为负载加重就按比例减小。24V输入、12Ω负载下输出电流约为1A。稳态输出电压峰值为12.157025V谷值为12.154568V峰峰值纹波约为2.457mV。根据实测电感纹波电流约0.28A、开关频率约303.1kHz及47μF输出电容计算理论容性纹波约为2.46mV与仿真结果高度一致。游标窗口中的602.5kHz为半周期倒数并非转换器实际开关频率。如下图:24V输入、12Ω负载下电感电流谷值为0.8720A峰值为1.1522A峰峰值纹波约280.18mA平均电感电流约1.012A与负载电流约1.013A基本一致。电感谷值始终大于零证明转换器工作在CCM。结合303.1kHz开关频率和47μF输出电容计算理论输出纹波约2.458mV与仿真测得的2.457mV高度一致。图中使用-I(L1)是为了按输入至输出方向显示正电流。六、为什么空载纹波可能比满载纹波大这个现象的关键不是“负载越大电容被抽电越快所以纹波越小”而是控制器处于不同工作模式空载或极轻载工作在DEM、跳脉冲或睡眠模式能量以脉冲簇形式间歇送入输出端两次补充能量之间可能间隔数毫秒波形由睡眠阈值、输出放电电流、唤醒延迟和单次能量包共同决定。1A负载工作在连续导通模式以约300kHz连续周期切换输出电容只需要吸收电感电流中的交流纹波分量低频基波纹波主要由 \Delta I_L、f_{SW}、C_{OUT} 和ESR决定。因此空载和满载的Vpp不是同一种工作机制下的直接比较。空载Vpp更大并不代表控制器满载性能更好或更差只说明它在轻载时选择了以较低开关损耗换取较低有效开关频率。七、这2.6mV不能直接等同于实板纹波当前仿真可以验证控制原理和低频纹波趋势但还不能代表真实PCB的最终表现原因包括47μF陶瓷电容在12V直流偏压下的有效容量可能明显低于47μF输出电容存在ESR和ESL电感存在DCR、磁芯损耗、容差和饱和效应输入电源和连接线存在阻抗SW环路和输入高 di/dt 环路存在寄生电感SW节点会产生高频振铃和尖峰反馈走线会受到电场和磁场耦合示波器探头接地环路本身可能测出几十毫伏的假尖峰。为了更可靠地测量毫伏级纹波建议在输出电容两端直接测量使用探头地弹簧或同轴短接法不使用长鳄鱼夹地线明确20MHz带宽限制是否开启区分低频基波纹波和开关边沿尖峰同时记录测量点、探头方式和带宽设置。【插图9正确与错误的纹波测量方法】建议放两张实拍对比图一张为长鳄鱼夹地线另一张为探头地弹簧直接接在输出电容两端。图注说明长接地线会形成较大环路拾取SW节点的磁场噪声从而夸大高频尖峰。八、PCB布局不能只记五条口号1. 输入陶瓷电容必须紧靠VIN和GND输入陶瓷电容、高侧MOSFET和低侧回流路径构成Buck转换器最关键的高 di/dt 环路。该环路面积越大寄生电感和辐射EMI通常越严重。布局时应做到输入陶瓷电容紧靠VIN和GND引脚VIN到电容、再从电容返回GND的路径短而宽不要通过细长走线或远处地过孔闭合高频回路。不能简单宣称“环路每增加一圈EMI就成倍增加”因为实际影响取决于环路面积、边沿速度、寄生参数和频率但减小环路面积始终是正确方向。2. SW节点要短、紧凑但仍需满足电流和热要求SW节点具有很高的 dv/dt容易通过寄生电容向周围网络耦合噪声。电感应靠近SW引脚SW铜皮面积应尽量小不应为了“散热”而大面积铺SW铜走线宽度仍需满足峰值电感电流、温升和制造要求而不是只按1A平均负载电流机械决定。3. 输出电容的回流路径同样重要输出电容应靠近电感的VOUT端其地端通过低阻抗路径连接到LM5164的局部GND和裸露焊盘区域。输出回流路径过长会增加纹波和负载瞬态偏差。4. FB分压器靠近FBVOUT检测线远离噪声源R_{FB1}、R_{FB2} 和耦合网络靠近FB与安静地参考点从VOUT引回的检测线可以相对较长但必须远离SW、电感和VIN不从电感下方或SW铜皮附近穿过多层板中优先在相邻完整地平面的屏蔽下布线若需要负载端精确稳压应采用Kelvin检测但分压器仍放在芯片附近。5. Type 3网络应按小信号网络处理R_A、C_A 和 C_B 应靠近反馈网络布置。连接SW的支路不可绕行过长FB侧节点则必须保持紧凑避免额外寄生电容和开关噪声直接注入FB。6. BST电容必须靠近BST和SW2.2nF BST电容为高侧MOSFET栅极驱动提供电荷应紧靠BST与SW引脚放置并形成最小环路。LM5164对BST电容值还有明确限制不能为了“增强驱动”而随意增大。7. RON节点必须短寄生电容不得过大RON引脚是敏感的定时节点。RON电阻应靠近芯片走线尽量短并避免靠近SW节点。数据手册要求RON到GND的寄生电容不超过20pF。8. 地平面和裸露焊盘要兼顾噪声与散热GND引脚直接连接到器件下方的局部顶层地和裸露焊盘使用多个散热过孔连接内层地平面功率回流不要穿过FB、RON等模拟小信号参考路径多层板优先在功率级下方布置连续地平面。散热过孔只能降低热阻不能保证结温一定低于150℃。最终必须结合芯片损耗、环境温度、铜面积、风速和实际板级热阻进行计算或实测。9. 输入长线和EMI滤波器需要阻尼输入线缆电感与低ESR陶瓷电容可能形成高Q谐振造成热插拔过冲、负载突变下的输入跌落甚至触发错误UVLO。当电源距离较远时应评估增加电解电容或其他阻尼网络。前级EMI滤波器也不能只按衰减量设计还必须检查滤波器输出阻抗与转换器输入阻抗之间的稳定性关系。10. 为SW振铃预留RC Snubber位置即使首版不装也建议在SW与GND之间预留RC Snubber焊盘。实板完成后根据振铃频率和阻尼实验选值不应直接照搬其他电路的阻容参数。使用数据手册布局示例或自己的PCB截图分别圈出输入高 di/dt 环路、SW铜皮、BST电容、RON电阻、Type 3网络、FB分压器、输出电容回流和EP散热过孔。如果使用TI数据手册图片应在图注中注明来源和图号例如“TI LM5164数据手册图7-19”。建议分别导出顶层铜、底层铜和地平面截图。用不同颜色标出高 di/dt 电流环路、敏感反馈路径和可能的噪声耦合路径而不是只放一张没有标注的PCB全图。九、建议补做的 LTspice 验证单一工况的稳态输出波形不足以证明设计可靠至少应补做以下项目输入电压扫描最低输入、24V、48V和最高设计输入负载扫描空载、轻载、CCM临界点、0.5A和1A启动空载启动、满载启动和预偏置启动负载阶跃例如0.1A到1A再从1A回到0.1A输入阶跃及输入跌落输出短路和短路恢复电感、电容和反馈电阻容差输出电容直流偏压后的有效容量电感DCR和输出电容ESR/ESLFB、SW和电感电流的联合波形检查。测量几毫伏纹波时还应限制瞬态仿真的最大时间步长并关闭波形压缩。例如可从以下设置开始再根据模型收敛情况调整.tran 0 100m 90m 50n .option plotwinsize0【插图12负载阶跃响应】未做显示负载电流和V(OUT)标出最大下冲、最大过冲和恢复时间。不要只用自动缩放图应给出明确的电压和时间刻度。【插图13不同输入电压下的FB、SW及电感电流】未做至少比较最低输入、24V和最高设计输入三种情况检查开关频率、导通时间、电感纹波、FB注入幅度以及是否触发最短导通时间限制。结语这套仿真最有价值的结论不是“负载越大纹波反而越小”而是LM5164在极轻载时进入DEM、跳脉冲和睡眠模式输出波形由间歇性能量包及输出放电过程决定在1A负载下电路进入约300kHz的CCM约2.6mV的低频输出纹波与理想电感纹波及输出电容公式吻合Type 3网络为COT比较器提供控制所需的FB同相纹波但单一工况仿真不能证明全范围稳定性实板性能最终取决于有效电容量、元件寄生参数、PCB电流环路、反馈布线、热设计以及正确的示波器测量方式。仿真应该用于解释和验证电路机理而不是用一个漂亮的毫伏级波形代替完整的工程验证。真正可靠的Buck设计需要把控制原理、器件容差、PCB寄生参数、热性能、EMI和测试方法一起考虑。